動態天線調諧的系統和方法

專利名稱:動態天線調諧的系統和方法
本發明涉及天線調諧系統，尤其，但不唯一，涉及甚低頻(VLF)天線的自動同步調諧，使用固態的或其相類似的產生移頻鍵控調制信號或相類似的信號的發射機避免了因失諧引起的負載失配嚴重后果的敏感性，于是失配負載也可以高效、有效和動態地得到饋電。
VLF波段(即3-30千赫)為世界范圍的可靠通信提供了獨特的特性。其傳播主要靠垂直極化的地波方式，這種波在大地-電離層的波導中傳播時衰減很小，并且幾乎不受往往中斷較高頻率的傳播的電離層干擾的影響，然而遺憾的是VLF波難于從那些以大地為基礎的天線輻射出去，這是由于在實際使用中，天線尺寸被限制為波長很小一部分的緣故。一付電氣上的短天線的激勵需要發射機提供大量的、局部非輻射方式的無功功率，這種無功功率可能是所供給的有功功率的幾百倍，由于天線附近的土壤產生的電阻損耗，只有一部分有功功率輻射出去。
VLF發射天線通常由多個鐵塔在最高實際高度處支撐的被絕緣的導線網構成，通過絕緣了的鐵塔或引下線從地面饋電。天線的有效高度實際上就是這個實際的高度。本地的靜電狀態表現為與輻射電阻和地電阻串聯的電容，但該容抗在單一工作頻率上可用一個適當的串聯電感予以抵消。最終形成的串聯諧振電路的Q值通常是幾百，所產生的一3分貝帶寬對于移頻鍵控(FSK)數據發射來說太窄了，尤其是在低頻工作的情況下。在具有動態調諧的本發明出現之前，通信系統的設計師們被迫接受VLF/LF天線系統的帶寬作為對移頻鍵控發信速率的基本限制。地面傳輸一直限制為幾百波特，而且有較寬天線帶寬的中機載發射臺則以大于1千波特的速率工作。
展寬天線系統帶寬的最簡單方法是加一個串聯電阻，這種方法會降低效率，僅在需要略微改進帶寬時采用這種方法才是經濟的。用于增加帶寬的另一種唯一的實際方法是用電子學的方法變化調諧電感以使天線的調諧跟蹤于發射機提供的激勵頻率。為了實現這種功能，已嘗試了各種技術，包括使用非常大的鐵氧體鐵芯來調諧導磁率(雅各布M.I(Jacob，M.I)和布勞徹H.N(Brauch，H.N.)寫的“高速鍵控VLF發射機”(“KeyingVLFtransmittersathighspeed”)發表在“電子學”1954年第27卷第12號第148～151頁)和具有矩形回路磁鐵芯來控制可控硅整流器(SCR)(由本發明的受讓人寫的“用以增加帶寬(CARBE)的控制天線電抗器”(“ControlledAntennaReactorforBandwidthEnhancement(CARBE)”)RADCTR-74-161)(1974年7月)。在這種現有的動態調諧中，像在上述電子學論文中所描述的那樣，在二個螺旋線圈殼的每個之中都采用鐵氧體電抗器，把天線帶寬增加到72赫茲，結果在17.8千赫上頻移100赫茲的輻射功率約為沒有動態調諧時的二倍。每個電抗器被放置在23噸重的大油槽內，其中3.75噸為鐵氧體材料。雖然激勵電路的限制妨礙了電抗器達到其性能設計的水平，但至少證明了動態調諧的實用性。
根據使用SCR和諧振充電電路，業已研制多種較高效率的激勵器，并且已經發現矩形回路磁性材料可以在大信號條件下作為二態開關工作。如果用磁芯作為二態開關工作，則所需芯體的重量和體積小得多，例如，已經實現了用100千瓦發射機在37.2千赫上的1600波特速率的最小移位鍵控(MSK)的發射。天線帶寬小于1/4頻移-這確實是在沒有本發明的動態調諧情況下的另一種不可能發信例子。并且已經得到了適用于電臺特殊需要的帶有動態調諧的VLF電臺的組件動態調諧系統，這樣，在每個指定頻率上可以有效地發射200波特信號，而且具有100赫茲頻移和160赫茲系統帶寬，其結果是，實現了減小真空管發射機的壓力并大大改進了直流對射頻的轉換效率。
在那些對失諧引起負載失配特別敏感的固態VLF發射機的研制中，這些益處具有特殊意義，它們具有比它們所希望還高的工作效率和可靠性，否則，如果不同步調諧，就會有損耗。
因此，本發明的一個目的是提供一種新的和改進的動態調諧裝置和方法，特別適用于頻移鍵控的VLF發射機，它們不受現有的系統的上述缺點的影響，但是它們提供具有高效率和窄頻譜的同步動態調諧。
另一個目的是提供一種具有普遍的應用性的新穎的動態天線調諧裝置。
其它的目的將在下文進行解釋。
總之，從更大的角度來看，本發明包括用于與鍵控發射機一起工作的VLF天線及其類似物的自動同步調諧的動態天線調諧系統，在組成上包括含有將該發射機與天線連接的可變調諧電感的交感器裝置;含有連接到變感器裝置的可變電感的耦合網絡裝置;含有連接到耦合網絡裝置的飽和鐵芯平衡磁開關裝置;含有用于產生控制脈沖以使磁開關裝置飽和及復位的由充放電電路裝置組成的控制電流發生器裝置;含有響應于發射機頻率的自動電路調諧裝置，以使耦合網絡裝置的變感器裝置和可變電感的可變調諧電感產生連續逐漸的變化，以得到使天線系統調諧到所希望的輻射頻率的效果。優選的和最佳型實施例及其詳細說明在下文說明。
現在參考附圖對本發明進行描述，圖1是本發明的優選實施例的方塊圖;
圖2是圖1中平衡飽和電感磁開關的電路圖;
圖3A和B是說明在圖2的開關中發生的矩形回路磁性材料開關切換的磁滯特性的曲線圖;
圖4是圖1的天線耦合網絡的詳細電路圖;
圖5是圖1的控制電流發生器的電路圖;
圖6A、B和C分別是圖5的控制電流發生器的電容器電壓、控制電流和可控硅門輸出對時間的函數關系的波形。
圖7是射頻開關電流(上軌跡)和該電路在工作時的控制電流(下軌跡)的示波圖;
圖8示出放大了的上述射頻開關電流(上軌跡)和控制電流(下軌跡)的低頻到高頻階躍變化區的示波圖;
圖9是開關電流(前景)和天線電流(背景)的示波圖;
圖10是天線電流階躍變化區的示波圖;
參閱圖1，說明加到前述鍵控調制器3激勵的VLF發射機(如
用型AN/FRT87)的動態天線調諧系統。
發射機射頻輸出通過主變感器＃1和＃2(微調)加到天線2上，該圖示出在自動調諧電路5的控制下它們的變化的可能性。輸入到自動調諧電路5的輸入信號是來自調制器3的目標/空間基準10，來自發射機1的相位基準8，來自電流變壓器7的天線取樣電流4和來自操作控制和指示器9的狀態及命令信號6。控制電流發生器11的輸入信號是來自調制器3的目標/空間基準10和來自操作控制和指示器9的命令信號12。控制電流發生器11控制磁開關組件13，磁開關組件13連接到包括一個串聯電感器L0和一個加到變感器元件＃1的分流可變電感器δL的耦合網絡15。如下所述，自動調諧電路改變主要感器(由同軸聯接G′圖示)的微調調諧電感器＃2和合網絡15的可變分流電感δL(由同軸聯接G示出)。
因此，借助于磁開關13，切換可變電感δL進出耦合網絡15，就可提供動態調諧。借助于與可變電感δL和微調調諧可變電感＃2，連在一起的自動調諧電路5實現把天線調諧到表示目標和空間的二個頻率。如上所述，磁開關組件13在電路中表現為飽和電感(在圖2中已被放大)，二個相同的條磁鐵芯繞有相同射頻圈數(N高頻)。次級控制繞組(N偏置)放置在已繞有串聯反向的射頻線圈的鐵芯上。以便當二個鐵芯處于相同的磁性狀態時，射頻和控制繞組是去耦的。如圖3A和3B所示，對于優選的磁性材料(如80%鎳，20%鐵的坡莫合金磁條)的B-H回線有二個由銳變化分開的線性區域，當磁性材料是“關斷”或非飽和時(見圖3A)，繞組鐵芯呈現出一個很大的電感，并只流出很小的射頻激勵電流，此電流足以驅動鐵芯工作點環繞高而窄的磁滯回線HL運動。圖3A下部給出的B射頻表達式法拉第感應定律。
B射頻＝V射頻2WA鐵芯N射頻≤7800高斯(坡莫合金)]]>當被一個外界直流磁通勢(MMF)飽和時，條磁鐵芯的磁導率下降到1，并且只剩下繞組電感。只要該偏置磁通勢超過射頻峰值磁通勢鐵芯將處于飽和狀態、或“閉合”狀態。如圖3B所示安培電流定律表示為H射頻＝N射頻I射頻2l鐵芯≤H偏置＝N偏置I偏置l鐵芯]]>
“關斷”和“閉合”二種狀態的特征在于優良的射頻線性和低的射頻損耗。僅僅在二種狀態間的階躍變化期間，在磁開關兩端出現諧波電壓。
磁性材料的開關能力是這樣的，即用一個體積很小的鐵芯就能做成為一個能力很強的VLF開關，最好是在變壓器油里真空浸泡以得到絕緣和自然對流冷卻。
磁開關13可被設計成當非飽和時，關斷高達有效值10千伏的射頻電壓，當用70安培直流通過控制繞組而被飽和時，載流高達有效值為100安培的射頻電流。通常把這種磁開關的“開關伏特-安培額定值”規定為關斷狀態電壓有效值乘以閉合狀態電流有效值的積，并以兆伏安(MVA)來表示，這是很有用的。例如，該磁開關13可在15-30千赫波段上標定為1.0MVA。在15千赫時初始的鐵芯飽和定于10千伏極限值。雖然在更高頻率時能關斷更高的電壓，但鐵芯磁滯損耗就越大。飽和狀態的電流容量由有關的發生器電路的控制電流容量、和由射頻及控制繞組的綜合損耗來確定。
結合圖1如前所述該磁開關13對于本發明的動態調諧系統的電氣設計是重要的;在最低工作頻率f時，首先確定天線調諧改變△f時該磁開關所需的MVA值。該調諧好的天線可模擬成為一個具有集中在天線2的頂端部位的大電容C的等效串聯RLC電路。總電感L包括來自鐵塔和/或引下線以及調諧線圈的電感。總電阻R包括接地系統和線圈電阻以及輻射電阻。
電感改變△L產生的諧振頻率頻移△f可用下式表示△f＝2f( (△L)/(L) )＝8π2f3C△L
可以看出，在工作頻率f(赫茲)和天線電流有效值I天線(安培)時，為改變天線的調諧電感△L(亨利)所需的總開關伏-安值與調諧網絡的設計無關，它由下式給出VA＝I2天線(2πf)△L＝I2天線(4πL)△f＝I天線V天線(2 (△f)/(t) )＝4π△fC天線V2天線電壓V天線約為天線頂端到地的電壓。通常，在低頻時要限制VLF電臺的天線電壓，而在高頻時要限制發射機功率。在所限電壓的波段內，對于固定的△f，開關伏安值是常數。超過劃界處的頻率，開關伏安值迅速下降。由于給定的磁開關的伏安容量是頻率的慢增函數，因此它是處于對于本設計目的所極需的工作頻段的低端。
在確定了一個給定電臺所需的1.0MVA開關組件13的個數后，下一步是設計一個適當的電感網絡15以使開關組件13耦合到天線電路2上，典型地是，該耦合網絡15被并聯在緊挨著發射機輸出變壓器上方的調諧電感＃1的兩端，在所限電壓的波段內，在某些電臺用一個耦合變感器，使發射機網絡耦合到天線網絡上，這是總調諧電感的一小段。當所需的開關容量為其最大常數值時，發射機內可使用一個固定輸出的變壓器來耦合;耦合網絡15的電壓和電流傳輸比與磁開關13的電壓和電流容量必須嚴格匹配。超過劃界處的頻率時，因為在可用的開關容量范圍內降低天線開關伏安的要求可滿足關斷狀態電壓和閉合狀態電流的許多組合，所以設計余量很大。
圖4的電路和公式說明對有效的基本耦合網絡所需的計算。串聯電感L0的值取決于流過“閉合”狀態的開關13的天線電流的大小。當開關13處于“關斷”狀態時，δL和L0的組合在主電感＃1的抽頭a和b與開關13之間形成了一個分壓器。如果該抽頭的開路電壓超出磁開關13的10千伏容量的某一實際范圍，則圖4的網絡是很有用的。
開關的容量(VA)＝W△LI2天線＝V開路(o.c.)·I閉合(ON)I閉合(ON)＝( (Lab+M)/(Lab+L0) )I天線≤100A／組件V開路(O.C.)＝( (LabM)/(Lab+L0＋δL) )δLI天線≤10KV對耦合網絡設計的挑戰是在不對現有的線圈進行大的修改或不增設新而昂貴的大KVA線圈的條件下，在指定頻率的每個電臺里實現開關匹配功能，以得到所希望的△f的設定。對于高低音調的微調調諧也應做出規定。
為了使圖2的平衡飽和電感電路當作高功率VLF開關使用，需要采用一種技術，以來回迅速地與被發射信號的頻率變化同步地改變控制繞組的電流。在這階躍變化期間，主要的電感能量必須被轉入和轉出控制繞組，而且必須在這種高頻比特變化的持續時間內必須保持穩定的飽和磁通勢。本發明利用可控硅整流器(SCR)和IC諧振充電電路來提供一種有效的可靠的控制電流發生器11(見圖1和圖5)。
對于低頻發射而言，輸入到磁開關13的控制電流等于零，這是由于反向串聯繞組結構，所以在控制繞組N偏置上不出現射頻電壓(見圖1和圖5)。當存在的控制繞組電流足以在整個射頻周期內維持兩鐵芯飽和時，類似的抵消作用就會發生，在控制電路里流著很小的射頻電流。在階躍變化期間，射頻電壓驅動著鐵芯工作點來回圍繞磁帶回線的拐點(見圖3A)，于是在控制電路內產生整流了的射頻電流的電脈沖串。
圖5是一個優選的控制電流發生器11的簡化電路，而圖6A、6B、6C示出其有關波形的示意圖。為了便于解釋，假定沒有存在射頻。當圖6A中的時間t＝0時，儲能電容器C被充電到正電壓，所有的可控硅整流器(SCR)都不導通，磁開關13是處于“關斷”狀態，即非飽和狀態。在圖6B的t1時刻當主SCR被觸發時，全部電容器電壓ec(t)都加到開關7的控制繞組N偏置上，使很小的磁化電流流過而電壓對時間積分集聚在磁芯材料內，在t2時刻當兩個鐵芯達到飽和時，只剩下繞組的自電感，并保證儲能電容器C的迅速諧振放電。在t3時刻，略過1/4周期之后，該“偏置”SCR觸發，“主”SCR關斷將直流低電壓源E偏置接到控制繞組N偏置以維持繞組電流在圖6B的穩定值Ib上，直到下一個階躍變化來臨時為止。為了給下一個階躍變化準備電路，儲能電容器C經過“再充電”SCR、第二直流電源E直流和電壓調節扼流圈CH再充電到一個適當的正電壓。在t4時刻，由于“主”SCR(圖6C)的觸發，關斷“偏置”SCR在階躍變化開始回到低電流、低頻率狀態并將控制繞組電流流回儲能電容器C中，電容器C諧振地再充電到負高壓。在開關鐵芯內集聚負的電壓對時間的積分，直到“主”SCR最后關斷為止，此刻，磁開關13已被復位到其打開(open)，即非飽和狀態。第二次諧振再充電把儲能電容器電壓恢復到其初始的正值以為下一個開關的階躍變化作準備。
根據本發明，與現有的SCR天線開關提案不同，現有SCR天線開關是以寬頻譜的后果為條件，需要高速SCR和非常大的千伏安。圖5的SCR電容器諧振充電電路包括圖1中的驅動磁開關13的控制電流發生器11，該充電電路在階躍變化區內引入極其重要的延遲，或漸變的開關切換現象(目標到空間)。這作為一種工作的結果會在控制電壓較低時發生，不是突然地推動磁性材料開啟和關斷，因此在頻率階躍變化期間，圍繞著圖3的磁滯回線拐角運動，射頻經歷許多個周期。這樣，由于很多個周期發生在磁放大器內在從開啟到關斷的變化期間，因此從開啟到關斷，該系統花費許多個射頻周期圍繞著磁滯上回線拐角運動。例如1毫秒漸變的開關切換階躍變化可以發生在20千赫頻率上約20個射頻周期內。
本發明應用這種現象的結果是得到連續頻率的開關變化，其中磁芯工作在飽和非飽和狀態的每個周期不是隨著天線在線性區域內產生的新反應而變化，而是隨著條磁鐵芯上的控制電壓所引起的斜率的變化而變化。本發明可達到的調諧信號的窄頻譜不同于現有技術所描述的突變的SCR天線開關中固有的寬頻譜，它包含一個采用半比特率的頻移，例如用200比特/秒說明最小移位鍵控(MSK)可包含100赫茲頻移。只是載頻和靠近的邊帶(即±200赫)將包括由接收機重復的頻譜的殘余部分。另外，上述現有技術的突變的開關切換導致豐富的邊帶，例如，對于1600比特而言，在這樣的系統中30千赫的中心頻率將包含充滿整個頻帶的頻譜，這種高速的開關切換與寬頻譜相關。另外，具體地說，本發明的特征在于開關切換的逐漸操作，這就產生了一種希望的、非常窄的頻譜，僅在階躍變化期間產生諧波，而在開啟與關斷期間不產生諧波。
實際上，四個控制電流發生器11一直用于在鍵控速度達200波特時給圖1中的開關13提供達80A的偏置電流脈沖。發射機1的鍵控信號(“KEY”)和來自中心控制計算機的數字通信通過光纖電纜送到控制邏輯電路。控制電流發生器11所產生的任何電路故障經過相同的連接線路向中心計算機報告，這樣，一個備分的、在線的控制電流發生器11及其磁開關13就可自動地啟動。
圖7-10示出在上述磁開關/控制電流發器對13-11測試期間取得的一些波形。圖7和圖8示出當施加滿額定值的射頻電壓和電流和發送200波特的重復信號(reversals)時在磁開關13的射頻和控制繞組內的電流。應該注意的是，在頻率階躍變化期間，在控制電流的上面是如何出現射頻電流的全波整流分量的，射頻繞組電流是如何在大于1毫秒的一個周期內上下起伏變化的。射頻的諧波有效地由高Q的諧振在基波頻率的天線電路濾掉。
圖9示出射頻開關電流和(假負載)天線電流。為了供給具有高千伏安負載能力的開關，頻移被置得很大(Fi＝19.880千赫到Fz＝23.975千赫)，不需要一個不現實的大的(假負載)天線電流。在這種情況下一個大的振幅調制必定發生在模擬的天線電流中。圖10示出了天線電流波隨著正比于發射機驅動信號和天線電流的瞬時頻率的電壓波動的放大圖。動態調諧的階躍變化滿足于匹配和跟蹤調制器3(見圖1)的頻率階躍變化。在圖10的背景上示出了同步波天線電流;直線一斜線蹤跡表示發射機驅動頻率(從19.880千赫到23.975千赫);以及曲線一斜線(左邊)蹤跡說明天線電流的頻率，其右邊的曲線-斜線說明發射機電流的頻率。
通過使用電流發生器11控制的矩形回路平衡磁開關13的技術，它包括電容放電給由天線電流樣值4開關的電感，樣值4是借助于耦合網絡的分流電感δL，和主變感器微調電感＃2的自動變量取得的，以本發明為基礎的射頻漸變的開關切換實現了，以使窄的VLF頻譜成為可能。本發明中所有開關是在恒定電壓情況下的，并且所有開關都是并聯的這種結構，由于采用能夠產生所需的大切換電流的有諧振可控硅開關能力的技術，能夠采用制有標準組件的部件。
本文描述了優選的變感器和耦合網絡的結構，很清楚，其它的網絡也可應用，并且對于本領域內那些技術熟煉的人來說還可以做出進一步的修改，這些都認為是已經落入由所附權利要求
規定的本發明精神和范圍之內的。
權利要求
1.一種用于和鍵控發射機一起工作的VLF天線或類似物的同步自動調諧的動態調諧系統，其組成為，含有將發射機與天線連接的可變調諧電感的變感器裝置，含有連接到變感器裝置的可變電感的耦合網絡裝置，含有由連接到耦合網絡裝置的飽和鐵芯平衡的磁開關裝置，含有用于產生控制脈沖以使磁開關裝置飽合和復位的由充放電電路裝置組成的控制電路發生器裝置，含有響應于發射機頻率的自動電路調諧裝置，以使耦合網絡裝置的變感器裝置和可變電感的可變調諧電感產生連續逐漸的變化，以得到使天線系統調諧到所希望的輻射頻率的效果。
2.根據權利要求
1的天線調諧系統，其中所說的磁開關裝置包括控制繞組裝置，在控制電流發生器裝置的控制下，由于在這種階躍變化時該裝置將電感能量轉入或轉出的控制繞組裝置，控制繞組中的電流與發射機中的頻率變化同步地、迅速地來回變化。
3.一種將發射天線與其FM發射機的射頻能量的調諧同步地調諧的方法，它包括通過一個含有可變調諧電感的磁放大器開關，將天線連接到發射機上;在一個根據射頻周期調整的開關切換的間隔內，控制磁放大器從開啟到關斷的激勵。以便在閉合到關斷的階躍變化期間獲得很多個相同的周期，借助于在所說的很多個射頻周期期間發生的由于開關階躍變化而產生的電感的明顯的逐漸變化，使天線的調諧跟蹤于發射機頻率的變化。
4.根據權利要求
3所說的方法，其中所說的開關切換包括由電容器有效地放電給電感所產生的矩形平衡磁性開關切換。
專利摘要
一種特別適合于VLF移頻(與開-關相反)鍵控發射機的動態天線調諧系統，采用飽和磁開關放大器，在天線與發射機之間提供可變調諧電感，控制該放大器以在開-關階躍變化期間，產生漸變而不突變的射頻切換，以使窄的VLF頻譜工作成為可能。
文檔編號H04B1/02GK87103908SQ87103908
公開日1988年12月21日 申請日期1987年5月30日
發明者保爾·R·約翰尼森, 彼德·維爾普朗克 申請人:邁格普爾斯公司